MOSFET与IGBT驱动电路的研究与设计胡涛1，唐勇奇2，黄林森1，林轩2，陈丽娟2（1.湖南工业大学 电气与信息学院，株洲 412007；2. 湖南工程学院 电气信息学院，湘潭 411101）摘要：目前在桥式电路中上桥臂的驱动电路常采用自举驱动，由于各桥臂使用的是同一组电源因此相互之间存在着干扰，当参数选取不够合理时还会出现较高的电压尖峰损坏驱动芯片和开关管，在对驱动电路要求严格的场合通常需要为每个桥臂提供独立电源。目前市场上隔离DC/DC的产品较多，但专门为隔离驱动而设计的隔离DC/DC产品还比较少。通过对功率MOSFET和IGBT开通特性和关断特性的研究，得出了功率MOSFET和IGBT对驱动电路的要求。设计了一种带隔离DC/DC，适用于功率MOSFET和IGBT隔离驱动电路。并通过实验测试了该驱动电路的性能。关键词：隔离DC/DC；IGBT；MOSFET；隔离驱动电路MOSFET and IGBT Driver Circuit Research and DesignHU Tao1, TANG Yongqi2, HUANG Linsen1, LIN Xuan2, CHEN Lijuan2(1. School of Electrical and Information Engineering, Huan University of Technology, Zhuzhou 412007, China；2. School of Electrical and Information Engineering, Hunan Institute of Engineering, Xiangtan 411101, China) Abstract: At present the upper arm drive circuit in the bridge circuit is often used bootstrap drive, besause of each arm using the same set of power. Accordingly there is therefore interfere with each other, while parameter selection is not reasonable when there will be higher voltage spikes damage the driver chip and switch, the drive circuit in demanding situations usually require separate power supply for each leg. Currently on the market isolation DC / DC more products, but designed specifically for isolated drive isolated DC / DC products is still relatively small. Through the study of the power MOSFET and IGBT turn-off characteristics and properties, obtained power MOSFET and IGBT drive circuits. Designed a isolated DC / DC, suitable for power MOSFET and IGBT driver circuit isolation. By experimental tests the performance of the drive circuit.Key words: Isolated DC / DC; IGBT; MOSFET; driver circuit isolation0 引言随着功率半导体技术的发展，功率MOSFET技术取得了重大的突破，大大地促进了电子工业的发展，甚至引发了开关电源工业的革命。到20世纪80年代中期，由易驱动的MOSFET管和低导通损耗的双极型晶体管组成的IGBT开始用于大电流和高压开关电源设备。尽管IGBT(insulated gate bipolar transistor)有电流拖尾的缺点,但其复合了功率场效应管和电力晶体管的优点,具有输入阻抗高、开关频率高、热稳定性好、易触发和能承受高压强电流等特点,所以在大容量变流装置中得到广泛应用[1]。如今功率MOSFET和IGBT在中小功率电力电子设备中具有主导地位其中IGBT随着制造工艺的提升，IGBT的运用范围也逐渐向高压大容量领域延伸。因此对于MOSFET和IGBT的驱动电路的研究，也成为了电力电子技术研究的热点之一。目前IGBT和MOSFET的常用的驱动方式主要有，自举驱动如IR公司驱动芯片IR2110、IR2133，光电耦合器隔离驱动如东芝开发的IGBT和MOSFET的驱动光耦TPL250，专用驱动芯片驱动如日本富士公司开发的EXB841，无磁变压器驱动如Eupec GmbH 开发的无磁芯变压器驱动芯片2ED020I12-F，以及脉冲变压器驱动。其中专业芯片和光耦驱动通常需要为其提供独立电源。1 MOSFET与IGBT工作原理 电力MOSFET是多元集成结构，一个器件由许多个小MOSFET组成。目前MOSFET大都采用了垂直导电结构，来提高器件的耐压和耐电流能力。图1为N沟道增强型垂直导电双扩散MOS结构的VDMOSFET。当漏极接电源正端，源极接电源负端，栅极和源极间电压为零时，P基区与N漂移区之间形成的PN结J1反偏，漏源极之间无电流通过。如果在栅源极之间加正电压，由于栅极是绝缘的，所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却可以将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的电子（少子）吸引到栅极下面的P区表面，当Ugs大于某一电压值Uge(th)时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，从而使P型半导体反型而成为N型半导体，形成反型层，该反型层形成N沟道使得PN结J1消失，漏极和源极导电。UT称为阀值电压，当Ugs超过UT越多，导电性越强漏极电流越大。 图1 N沟道MOSFET内部结构示意图Fig.1 N-channel MOSFET internal structure diagram图2为N沟道IGBT内部结构示意图，IGBT可以看出是是由双极性晶体管与MOSFET组成的达林顿结构，相当于一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。IGBT的驱动和原理与电力MOSFET基本相同是一种场控器件。当Uge为正且大于开启电压Uge（th）时，MOSFET内形成沟道，并为晶体管提供基极电流从而使IGBT 导通。由此从控制原理上，IGBT导通和关断的的控制，可以等效为对IGBT内部MOSFET的控制。 图2 N沟道IGBT内部结构示意图Fig.2 N-channel IGBT internal structure diagram MOSFET场效应管(以及IGBT绝缘栅双极性大功率管等器件)的源-栅之间是绝缘的二氧化硅结构，直流电不能通过，因而低频的动态驱动功率接近于零。但是栅一源之间构成了一个栅极电容Cgs，因而在高频率的交替开通和关断时需要一定的动态驱动功率。小功率MOSFET管的Cgs一般在10~100pF之内，对于大功率的绝缘栅功率器件，由于栅极电容Cgs较大，一般在1~100nF之间，因而需要较大的动态驱动功率[2]。更由于漏极到栅极的米勒电容Cdg，使栅极驱动功率往往是不可忽视的。因IGBT具有电流拖尾效应，在关断时要求更好的抗干扰性，需要负压驱动。MOSFET速度比较快，关断时可以没有负压，但在干扰较重时，负压关断对于提高可靠性很有好处，对于IGBT负偏压对于防止擎住效应尤为重要。图3和图4分别为电力MOSFET以及IGBT开关过程的相关波形。Up为理想触发脉冲，Ugs为电力MOSFET的GS两端的电压波形，Id为漏极电流。Uge为IGBT的GE两端的电压波形，Ic为集电极的电流波形，Ug为在Up驱动时，MOSFET工作在非饱和区的临界电压和IGBT工作在饱和区时栅极的临界电压。 图3 电力MOSFET开关过程的相关波形 图4 IGBT开关过程的相关波形Fig.3 Related wave power MOSFET switch process Fig.4 Related waveform IGBT switching process通过图3和图4的对比，发现电力MOSFET和IGBT的开通和关断过程基本相似，其中有一处明显的区别是，IGBT的关断会有电流拖尾的现象。当IGBT关断时，IGBT集电极电流下降到一定时，其下降得速率明显降低，这将导致IGBT的关断时间变长。在关断过程，可以通过把驱动电压降到阀值电压之下来快速截断电子流，同电力MOSFET关断原理一样。不过IGBT的空穴会存留在漂移区，只有通过电压使之漂移并与电子复合掉。这样在关断后直到所有空穴被清除或复合掉的时间内，IGBT会存在拖尾电流。在使用IGBT作为开关管时，电流拖尾现象限制了驱动脉冲的最大占空比和频率，要留有足够的时间以确保IGBT关断。MOSFET管的直流输入阻抗特别高。当VGS为10V时，删极只流过纳安数量级别的电流。因此一旦栅极电压建立起来后，栅极的驱动电流可以忽略。但事实上，当开关管在导通阀值电压的驱动下，栅极的输入阻抗变得很小，在开关的驱动波形中，这一暂态电压就是那个电压平台。然后由于在栅源间有一个不能忽略的的电容。为了快速导通或关断漏极电流，需要较大的电流驱动栅极电压上升和下降。但开关管的内部结构限制了栅极的最大驱动电流，米勒效应就是引起MOSFET导通延迟的主要原因，这在高压应用场合表现更为明显。高压IGBT的寄生栅极寄生电容很小，所以它受弥勒效应的影响也小[3]。IGBT和MOSFET的驱动电路具有如下要求：IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间都存在着数千皮法的极间电容，因此要求驱动电路的内阻较小，才能使IGBT的栅极射极之间和电力MOSFET的栅极和源极之间快速建立驱动电压。开通时以低电阻为栅极电容充电,关断时为栅极提供低电阻放电回路。由于栅源间和栅射间的的氧化层很薄，容易被击穿导致器件被损坏，因此驱动电压不能过高，通常最高驱动电压要小于20V，但要高于阀值电压[4]。在关断时为增加可靠性和抗干扰，需要施加一定的反压。在桥式拓扑中，需要在同一时间导通或关断开关管。但是不同的PWM传输回路的阻抗可能不同，以及驱动模块的不一致带来的上升和下降时间的不同，使得桥式拓扑的无法精确控制，严重可能导致上下桥臂直通造成短路。为了提高PWM信号传输的准确性，要求触发脉冲要具有足够快的上升和下降速度。还要求各路驱动电路传输回路的阻抗尽量一致。在开关管工作在较高的开关频率时，还要求驱动电路能提供足够的驱动功率。IGBT和MOSFET的门极输入阻抗高，因此容易受到干扰信号的影响，在PCB布线时要合理的布局，尽量抑制干扰信号的传播，必要时要采取合理的屏蔽措施[5]。2、隔离驱动电路总体设计隔离驱动模块的设计结构如图5所示，隔离驱动模块主要包括两部分：分别为隔离DC/DC模块和光耦驱动模块。隔离DC/DC电源为光耦驱动模块提供相互隔离电源[6]。隔离DC/DC提供独立电源的组数可以根据不同的的要求而改变，设计主要针对三相全桥而设计的独立电源。该隔离DC/DC共提供四组独立电源，分别为3个上桥臂供电，3个下桥臂共用一组电源。PWM的输入信号和输出信号的电气隔离由光耦完成。隔离驱动电路由两个输入分别为电源VCC和驱动信号输入。 图5隔离驱动模块的设计结构Fig.5 Design structure isolated drive module3、隔离DC/DC驱动电源的设计3.1栅极充放电平均电流计算假设当驱动脉冲信号加到栅极和源极前，栅极和源极之间的电压为零。驱动信号的幅值为U，栅源极电压由零上升到U时间为Tc则，该电压上升过程可以看成，由驱动脉冲对Cgs和Cgd两个结电容充电[7]。因此充电电流计算可以分为两部分。第一部分为驱动脉冲对Cgs充电，电压由零上升到U，该平均电流为： 第二部分为驱动脉冲对Cgd充电，设漏源极电压为Vds，忽略漏源极的导通压降。则Cgd电压Ugd又从负的Vds上升到到U，电压共变化U+Vds，该平均电流为： 因此充电平均电流Ic： 同样假设栅源极电压由U下降到0的时间为Tf则可以得到放电的平均电流为If： 在实际设计时，可以根据开关管的实际参数估算出充电与放电回路所需的灌电流和拉电流，从而设计出合适的驱动电路。从平均电路的计算公式可以看出，增大平均电流可以减小充放电的时间，但是由于开关管的内部结构限制了最大的充电电流，因此设计时还应该参看所需驱动的开关管的参数。3.2驱动电路驱动功率估算隔离驱动所需的隔离DC/DC电源，需要考虑每个桥臂的驱动功率，但每个桥臂的驱动功率又很难精确计算，通常采用简化模型进行估算，然后留有足够的裕量，以简化模型为基础估算驱动电路的功率[8]。 假定驱动功率包括消耗在栅极电阻Rg上的功率，驱动脉冲的频率为f，周期为T，电压为Uq。在一个周期内所需要的能量为给Cgs和Cgd两个结电容充电Rg上消耗的能量Wr，和Cgs和Cgd两个结电容电压为Uq时两个电容上储存的能量Wcg： 由一阶电路的零状态响应可知Wr等于Wcg所以有： 因此单个开关管的驱动功率P为： 实际在设计电路时还应考虑到线路等其他损耗，并根据开关管的个数估算出驱动电路所需的功率，并取一定的裕量来设计驱动电路的功率。设计按大功率MOS管来计算，为了满足具有足够的裕量，栅极输入电容值按200nF，来计算驱动功率，栅极电压按照最大20V计算，可得驱动功率 为了保证设计的驱动功率足够大、留足裕量，驱动功率为5W来进行设计。为了实现IGBT和MOS管的隔离驱动，按照图5隔离驱动模块的设计结构选取合适的拓扑，设计满足驱动要求的隔离电源。由于驱动电源需要为电力电子设备开关管的驱动提供电源，因此要求驱动电源具有稳定的的性能和高的可靠性。在常用的隔离型DC/DC直流变换器，为了考虑成本和体积等因素，选择推挽拓扑为主电路结构设计带有4路独立电源输出的隔离DC/DC。该隔离DC/DC的特点为相对于正激和反激拓扑具有变压器磁芯利用率高、便于使用、体积较小等优点，相对于半桥电路节省了两个分压电容，相对于全桥又有少用两个功率管的特点[9]。电路控制采用了电流模式控制，有效的克服了该拓扑存在变压器磁芯饱和的问题。在低压场合上述优势更为明显，因此设计选用该拓扑为主电路。具体电路如图6所示。 图6隔离驱动电源电路图Fig.6 Isolated drive power supply circuit diagram3.3 隔离DC/DC驱动电源的关键器件参数的选定3.3.1整体设计要求根据上述的分析，对DC/DC隔离电源具有如下表的一些要求。1 输入电压范围 DC12至16V2 输出电压 DC15至18V3 输入输出要求 具有电气隔离4 输出独立电源组数 4组5 额定输入功率 30W6 单路输出最大功率 5W，第4组为15W7 保护功能 过流、过压、过功率保护8 开关管工作频率 30KHz开关管的选型 设计选用的拓扑为推挽拓扑，选用MOSFET功率管为开关管具有防止偏磁的作用，而且电路采用了电流控制模式使得设计的可靠性提高。且在该设计中由于开关管所需的耐压值较低，因此选择导通电阻较小的MOS管，从而提高系统的工作效率。 在忽略变压器漏感的情况下，开关管所承受的最大电压为两倍的输入电压的值，但由于变压器在实际运用中还存在着漏感，这将使得开关管承受的电压应力比2Vdc还要大。设计惯例在考虑漏感的情况下一般选取开关管的电压应力为Vp=1.3(2Vdc)。最大正向压值 最大电流 开关频率52V 2A 30KHz工作频率设定：RT和CT选择依据： 选取CT的值为0.015uf，根据上公式可求得RT为3.3k。死区时间： 占空比D为: 输出电压分析：电感电流连续时输出电压为： 电感电流断续时输出电压大于连续时的输出电压，当为空载时输出电压为： 电流峰值设置： 推挽一次侧电流检测采用无感功率电阻检测电流，电阻 采用0.1R/5W，电流峰值 设定为5A，则当电流为5A时该电阻两端的电压为0.5V。根据数据手册中电流设定公式： 可以求得1管脚设定电压为1V，为满足系统系统在16脚关断信号消失后系统能够自动恢复，在给1脚设定电压时，要确保流入1脚的电流小于0.8mA,设计利用芯片参考电压端2脚，利用20K串联5K从2脚分得1V到1脚。电压外环设置：为了实现输入输出的电气隔离，电压反馈采用了以TL431为基准电压和线性PIC817线性光耦来实现电压信号的隔离反馈。滤波电感计算当输出电流处于CCM和DCM临界时有，电感电流的峰值为两倍的平均电流： 其中每个开关管的驱动功率按5W计算，电压按10V计算，可以得到 在电流临界时有： 最终可以求得单个开关管驱动电源滤波电感的值为： 设计变压器通常使 ，在占空比为0.4时，输出为 ，所以有: 代入 ， ， 求得: 滤波电容计算输出电容按照电感电流临界时，电流峰峰值为1A，假定输出电压纹波峰峰值 为1V，铝电解电容其纹波主要由等效ESR决定，在很大的范围内铝电解电容,ESR的值R和电容C的乘积在 和 之间，取RC乘积为 计算有： 在驱动时为了能提供较大的瞬时电流，滤波电容选择100uF，下桥臂驱动回路驱动电容选择300 uF，同时为了滤除高频干扰，在同时并上一个103的瓷片电容。高频变压器匝数根据通过查阅高频变压器磁芯表，选择EC41磁芯绕制变压器。其中 ， , 计算的到 式中( 单位为 ， 单位为G， 单位为V)取整数，初级绕组为7匝。次级绕组按照输入为12V，输出考虑整流二极管压降，假定为1V，占空比为40%，输出电压16V计算有： 取整后，取二次侧绕组为13匝。4、光耦驱动模块设计为了实现驱动信号的隔离，通常的做法有运用隔离变压器，这种利用隔离变压器隔离驱动信号的设计比较复杂，当驱动信号占空比过大时可能出现无法工作的情况。还有一种常用的做法为利用光耦隔离，光耦隔离具有电路简单，可靠的特点，在开关频率不大于50K的场合得到了广泛的运用。因此选用光耦隔离来实现驱动信号的隔离。设计选用东芝TLP352型号的IGBT/MOSFET栅极驱动光耦，它有一个图腾输出结构，可以实现拉电流和灌电流[7]。TLP352是理想的功率MOSFET和IGBT的栅极驱动器。在使用中，由隔离DC/DC获得的隔离电源为TLP352供电，下桥臂共用一组电源。通常数字驱动信号由MCU或者DSP产生，由于这些IC的管脚能够输出的电流较小，通常不能够直接驱动光耦。例如TLP352的驱动电流最小为6.5mA，对驱动电流要求相对较大，普通MCU或者DSP无法直接驱动。为了确保光耦的可靠导通，以及防止损坏MCU和DSP，通常在MCU和DSP的输出和光耦之间加上一个放大电路。设计采用了74HC245在供电电压为5V的条件下，74HC245端口的驱动电路都大于50mA满足光耦的驱动要求。设计用7805为74HC245供电，其电路图如7所示。 图7 三相桥式驱动电Fig.7 Three-phase bridge driver circuit5 实验 根据图7的原理图，制作了隔离DC/DC实验机，样机如图8所示。分别对对实验样机的四路隔离输出进行稳压性能的测试，图9和图10分别给出12V和16V输入时，其中一组输出电压波形和推挽电路的驱动波形。从测试结果可以看出该隔离DC/DC输入从12V升到16V时，输出在负载为2K的情况下输出电压从15.1V升到15.8V，稳压能力较好，满足驱动电路的要求。 图8 隔离DC/DC样机 14V输入时相关波形 20V输入时相关波形6结语 设计采用隔离DC/DC电源为光耦驱动电路供电，实现了上下桥臂的独立驱动。克服了自举驱动由于各桥臂使用同一组电源而相互之间存在干扰，以及下桥臂长时间不工作的情况下自举电容无法充电造成上桥臂无法工作的缺点。同时由于上桥采用了独立电源供电，提高了驱动电路的可靠性。参考文献：[1]屈维谦,王久和.大容量IGBT可靠性的分析[J].电气开关,2008,46(4):1-4. 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