祝贺C919首飞成功，中电华星详解机载电源电压浪涌抑制电路的设计

5月5日下午，国产大飞机C919首飞成功。中电华星作为国内知名的电源模块供应商，曾参与国内多款高可靠机载电源模块产品设计生产工作，从本期开始中电华星将为大家带来几篇关于机载电源模块产品的设计文章。通过电源联盟平台发表，感谢电源联盟的大力支持！

随着机载电子设备的日益增多和机载系统的复杂性不断提升，使得各电子设备的工作环境更加恶劣。为使各电子设备能可靠工作，国家标准规定了各电子设备的工作条件。据中电华星军工电源部相关负责人介绍，对基本的供电来说，GJB181A - 2 0 0 3要求电子设备要能承受尖峰电压和电压浪涌。尖峰电压虽然幅度高，但时间短、能量小，可通过在二次电源中加入压敏电阻、瞬态抑制二极管来吸收。电压浪涌又分为欠压浪涌和过压浪涌，欠压浪涌可能会导致用电设备工作中断，而过压浪涌则有可能对设备造成不可恢复的损伤。通常抑制欠压浪涌的措施是增加储能电容的容量，而对过压浪涌，由于电压高，时间可达几十毫秒，因此实现困难。

据中电华星介绍，目前机载供电系统主要有两个制式的电源，28 V 直流电源和115 V 三相/400 H z交流电源，GJB181A- 2 0 0 3对这两种电源的电压浪涌都有明确的要求。本文中所设计的电压浪涌抑制电路在电路结构上能兼容这两种电源对电压浪涌的要求，且结构简单，体积小，适用于对体积和重量要求较为严格的机载设备中。本文首先给出了一般过压浪涌抑制的基本原理，其次讨论了传统电路的局限性，接着分析了本文所设计的过压浪涌抑制电路，最后给出了实验结果。

1 GJB181A- 2 0 0 3 电压浪涌指标

GJB181A- 2003对电压浪涌得描述如下。

首先机载用电设备在正常稳态电压下供电，然后使输入电压上升到规定电压，最后输入电压恢复到稳态电压。对于交流115 V 供电，输入电压上升到180 V ，持续50 ms，对于直流28 V 供电，输入电压上升到80 V ，持续50 ms，要求用电设备在过压浪涌后不发生任何故障。具体如表1 所列。机载设备的浪涌情况与地面供电系统的浪涌情况是不同的。地面供电系统的浪涌是以能量的形式给出，只要在短时间内将多余的能量泄放掉，就能对浪涌进行很好的抑制。而机载设备的浪涌是以电压的形式描述且持续时间长，在实际测试中也是采用电压源来对用电设备进行过压浪涌。由于电压源的内阻很小，因此不能使用压敏电阻，瞬态抑制二极管来进行过压浪涌抑制。对于机载设备的过压浪涌通常采用开关管关断的方式来抑制。

表1 G J B 1 8 1 A - 2 0 0 3 电压浪涌指标

2 关断型过压浪涌抑制电路的原理

关断型过压浪涌抑制电路采用分压电阻监视输入电压，并用比较器将与输入电压成比例的电压与一个基准电压进行比较，比较后的脉冲信号用来驱动开关管，电路原理框图及工作波形如图1 所示。当正常稳态工作时，开关管导通，输出电压近似等于输入电压;当过压浪涌到来时，开关管关断，后级电路得到保护，通常采用储能电容供电保证后级电路的正常工作。

这种过压浪涌抑制的方法对于直流28 V 输入具有很好的适用性，不但结构简单且过压门限设置方便。对于交流115 V/400 H z输入，通常的是整流滤波后供给负载使用，这样可以将过压浪涌抑制电路放到整流后进行，如图2 所示。对单相交流115V/400 H z输入，经全波整流后约162 V ，这个电压还需进行直流-直流转换后为基准电压产生模块，比较器和隔离驱动模块供电。这个辅助电源的存在大大增加了系统的体积和重量，也提高了系统的复杂度。

参考文献[1]《一种直流浪涌抑制电路的设计和实现》一文提出的过压浪涌电路如图3 所示，P 沟道MOS管V T 作为电子开关，R05、R06对电源电压进行检测，调整R05、R06的阻值可以设定浪涌保护电压值，其值为

该电路结构简单，且不需要辅助电源，但基准电压为BJT管的基极和发射极的导通电压,常温下导通电压只有0.7 V ，比较电平太低导致该电路易受干扰。再者， BJT管的导通电压随温度变化影响较大，导致分压电阻的比例难以选择。

3 设计的过压浪涌抑制电路

3.1 电路设计与分析

本文所设计的过压浪涌抑制电路主要由齐纳二极管VD1，光耦U1,P 沟道MOS管V T1 i和电阻电容等组成，如图4 所示。齐纳二极管VD1起箝位作用，其箝位电压应大于正常工作电压Uin(nom)，小于过压浪涌电压Uin(ov)。光耦U1起隔离开关的作用，当初级的光电二极管导通时，次级的开关管导通，反之关断。电阻R1和R2起限流作用，分别用于限制齐纳二极管VD1和光耦初级的电流。电阻私和R4 的比例保证正常工作电压下P 沟道MOS管VT1导通，输出电压等于输入电压(忽略MOS管导通压降)。

具体工作原理为：当Uin为正常工作电压时，齐纳二极管VD1截止，此时A 点电压UA=Uin，因此光耦U1截止，分压电阻R3和R4保证了 P 沟道MOS管VT1导通， U0=Uin;当Uin为过压浪涌时的电压时，齐纳二极管导通， A 点电压为齐纳二极管VD1的箝位电压，光耦U1导通，因此B 点电压UB=Uin， P 沟道MOS管VT1截止， U0=Uci。在发生过压浪涌时将输入和输出断开，保证了后级电路的正常工作。

3.2 箝位电路设计

箝位电阻由齐纳二极管VD1和限流电阻R1组成。齐纳二极管又叫稳压二极管，是一种在反向击穿前具有很高电阻的半导体器件；当被击穿后，其反向电阻会降到一个很小值，在这个低阻区中反向电流增加而电压保持恒定。当Uin为过压浪涌的电压Uin(ov)是，齐纳二极管VD1击穿，将UA 的电压箝位到UDZ，此时流过电阻R1 的电流为

此时流过电阻R2的电流为

式中，1.2 V 指光耦U,初级发光二极管的压降.

齐纳二极管VD1的电流为

ID1应大于齐纳二极管的最小稳压电流ID(min)，小于齐纳二极管的最大功率下对应的电流ID(max)。对于单相交流115 V/400 H z输入，浪涌电压为交流180V ，经全波整流后分别为163 V 和255 V 。选择箝位电压为200 V ,最小稳压电流为5 mA,功率5 W 的齐纳二极管，由功率可算出最大稳压电流为25mA。为保证光耦N,能可靠导通，选取光耦初级发光二极管的电流为10 mA，那么由式(3)可得R2=5.38kΩ，由公式(2)尧（3)和(4)可得R 1=3.67kΩ，这是在齐纳二极管最大功率下计算的R1阻值，实际工作时，R1的取值应远大于此值。

3.3 开关管的选择

P 沟道MOS管也称为PMOS，分为栅极(G ) 、漏极(D) 、源极(S) 三个引脚，图4 中PMOS的栅极、漏极和源极分别与B 点、输出端Uo和输入端Uin连接。通过控制栅-源极的电压UGS，就可以改变D 、S的导通与截止。PMOS的选择主要考虑最大导通电流和DS端所能承受的最大电压。由于在此应用中PMOS管在正常输入电压下都处于导通状态，其上的功率损耗为流过的电流与PMOS管的导通压降，因此要尽量选择峰值电流较大，导通电阻较小的PMOS管，以减少PMOS管的导通损耗，实际应用中还需根据PMOS管的导通损耗和热阻来估计温升，考虑是否增加散热器。PMOS管D S端的耐压最保守情况下选择浪涌电压值，但实际中由电容C1的存在将减小所需的DS 耐压值。当发生过压浪涌时，PMOS管关断，PMOS管的源极电压为过压浪涌值，而漏极为输出电容C1两端的电压，实际PMOS管D S端的耐压值应选为过压浪涌值与电容C1电压跌落到最小值的差值。

4 仿真结果

此过压浪涌抑制电路用multisim软件进行了仿真验证，瞬态仿真电路图如图5 所示。其中，输入直流为163 V ，叠加在直流上的脉冲电压为92 V ，脉冲时间为50 ms，占空比为10 % ，齐纳二极管的箝位电压为200 V 。图6 和图7 分别为输入和输出电压波形，可以看出，在输入电压为正常稳态电压时，输出电压等于输入电压；当发生过压浪涌时，输出电压未产生过压情况，在储能电容和负载的作用下输出电压下降。过压浪涌抑制电路满足设计需求。

6 结束语

本文设计了一种关断型电压浪涌抑制电路，该电路采用齐纳二极管监视输入电压，经光耦控制P沟道MOS管的导通与关断，以此保护后级电路的正常工作。通过选取不同的齐纳二极管和开关管，该电路可对机载供电的直流28 V 或交流115 V/400 H z输入提供电压浪涌抑制的作用，具有很好的通用性。据中电华星相关工程师介绍，该电路结构简单、体积小，适用于对体积和重量要求较为严格的机载设备中。更多电源解决方案请详询中电华星。