FD2412-D2242G

• 型号：FD2412-D2242G


• 数量：1000


• 制造商：上海曦龙电气设备有限公司


• 有效期：2017/8/2 0:00:00

FD2412-D2242G

工业风扇代理销售:

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据中国国家统计局、国家海关总署、国务院发展研究中心、相关行业协会、国内外相关报刊杂志的基础信息以及专业研究单位等公布和提供的大量资料。报告首先分析政策、经济等环境对风电控制系统行业的影响；接着从国内外风电控制系统行业发展现状、发展热点、市场规模把握行业整体现状；

　　国内的风力发电控制技术起步较晚，目前的控制系统均是由欧洲专用控制方案提供商提供的专用系统，价格高昂且交货周期较长。开发自主知识产权的控制系统必须要提上日程，一方面，由于缺乏差异化而使得未来竞争中的透明度过高，而造成陷入激烈的价格竞争，另一方面，寻找合适的平台开发自主的风电控制系统将使得制造商在未来激烈竞争中获得先手。

　　2015年我国风电装机有望达到9000万-1亿千瓦，到2020年中国风电装机将达到1.5亿千瓦以上，预计可达2.3亿千瓦，占世界风电总装机容量的4%-6%.中国风电机组行业趋势预测广阔。

　　国内风机制造业面临良好发展机遇：在各类新能源中，风力发电是技术相对成熟、具大规模商业开发条件、成本相对较低的一种，受到国家的高度重视。国内风机制造业背靠国内巨大的市场，依托国内廉价的人工成本和雄厚的制造基础，面临良好的发展机遇，必将在国内国际两个市场大有作为。风电控制系统行业也存在诸多风险：政策风险，风电技术进步带来的风险，行业激烈竞争带来的风险。

     “中国风电产业越来越重视运维市场，无论是对OEM制造商还是对业主，他们关心的就是如何提高风机的稳定性和利用率。壳牌在风电领域积累了近两万台风机的油样数据库，我们可以根据数据库，给出一些预见性的建议。多年的经历和积累大大增强了壳牌在润滑油产业的实力。”壳牌（中国）有限公司工业润滑油销售总先生陈斌说。

次级电压经过VD2，C2，C3，L2和C4整流滤波后，获得+12V、2.5A的稳压输出。为减小整流管的损耗，VD2采用MBR1060型10A/60V肖特基二极管。C9和R7并联在VD2两端，能防止VD2在高频开关状态下产生自激振荡（振铃）。当开关电源空载时，TOPSwitch-FX能采用跳过周期的方式进一步降低最大输出占空比，使得Dmax<1.5%，因此，在输出端无须接假负载，这样还可降低空载或待机状态下的功耗。

该电源采用带稳压管的光耦反馈电路。IC2为LTV817A型线性光耦合器。VDZ采用1N5240C型稳压管，其稳定电压Uz=10（1±0.02）V。光耦中LED的正向压降UF≈1V.输出电压由下式确定：

Uo=Uz+UF+UR4

现将其稳压原理分析如下：当由于某种原因致使Uo↑，Uo>U2+UF+UR4时，所产生的误差电压Ur'=Uo-（Uz+UF+UR4）就令LED的IF↑，经过光耦后，接收管的IE↑，使得控制端电流Ic↑，而占空比D↓，导致Uo↓，为而实现了稳压目的。反之，Uo↓→IF↓→IE↓→Ic↓→D↑→Uo↑，同样起到稳压作用。

1N5240C的稳定电流典型值为20mA，取R4=150Ω时只能供给6.7mA的电流，进一步增加电阻值会受到LED工作电流IF（通常为3.5～7mA）的限制。为此，另由电阻R6提供13.3mA的工作电流，使VDz的稳定电流Iz=3.7mA+13.3mA=20mA，其稳压特性也得到了改善。反馈绕组电压经过VD3和C6整流滤波后，产生12V的反馈电压，经过IC2给TOP234Y的控制端提供偏压。C5是旁路电容，它还与R5构成控制环路的补偿电路。

二、多路输出的35W机顶盒开关电路

具有5路输出的35W机顶盒开关电源电路如图2所示。这5路电压分别为：Uo1(+30V,100mA)，Uo2(+18V,550mA)，Uo3(+5V，2.5A)，Uo4（+3.3V，3A），Uo5(-5V,100mA)。其中，+5V和+3.3V作为主输出，其余各路均为辅输出。当交流输入电压u=220(1±0.15)V时，总输出功率达38.5W；若采用宽范围电压输入（u=85～265V AC）,总输出功率就降成25W，可用作机顶盒（Set-top Box）、录像机（VCR）、摄录像机（CVCR）和DVD中的开关电源。该电源采用3片IC：TOP233Y（IC1），光耦合器LTV817A（IC2）；可调式精密并联稳压器TL431C（IC3）。为减小高频变压器体积和增强磁场耦合程度，次级绕组采用了堆叠式绕法。由R4和C14构成的吸收回路可降低射频噪声对电视机等视频设备的干扰。必要时还可将开关频率选择端（F）改接控制端（C），选择半频方式，以进一步降低电视机对视频噪声的敏感程度。

R6，R7和R8为比例反馈电阻，使5V和3.3V电源按照一定的比例进行反馈，这两路输出的负载调整率均可达±5%。R9和C16构成TL431C的频率补偿网络。C17为软启动电容，取C17=22μF时可增加4ms的软启动时间，再加上本身已有10ms的软启动时间，总共为14ms。其余各路输出未加反馈，输出电压均由高频变压器的匝数比来确定。因-5V电源的输出功率很低，现通过电阻R2和稳压管VDz2进行电压调节。R9是+30V输出的假负载，它能降低该路的空载及轻载电压。鉴于5V，3.3V和18V电源的输出功率较大，三者都增加了后级LC滤波器（L3和C9，L4和C11，L2和C7），以减小输出纹波电压。

TOP233Y具有频率抖动特性，这对降低电磁干扰很有帮助。另外，再合理地选择安全电容C15和EMI滤波器（C6，L1）的元件值，就能使开关电源产生的电磁辐射达到CISPR22（FCCB）国际标准。将C15的一端接U1的正极，能把TOP233Y的共模干扰减至最小。须要指出，C15和C6都称作安全电容，区别只是C15接在高压与地之间，能滤除初、次级耦合电容产生的共模干扰，在IEC950国际标准中称之为“Y电容"。C6则接在交流电源进线端，专门滤波电网线之间的串模干扰，被称作“X电容”。

为承受可能从电网线窜入的雷击电压，在交流输入端还并联只标称电压U1mA=275V的压敏电阻器VSR。U1mA表示当压敏电阻器上通过1mA的直流电流时，元件两端的电压值。

三、5V和3.3V输出的17W PC待机电源

能提供5V，2A和3.3V，2A两路主输出的PC机待机电源电路如图3所示。该电源还以最低成本增加了15V，30mA的辅输出。电路中使用一片TOP232Y型单片机开关电源，总输出功率为17.05W。直流输入电压的范围是200～375V。亦可选220/110V AC固定输入电压，只须接入整流滤波器，而无须加输入倍压器对110V AC进行倍压整流。该设计充分发挥了TOP232Y的软启动、欠压保护、严格的限流特性和开关频率高等优良特性，使得高频变压器可选EE19型磁芯。此外，由于TOP232Y增加了高压漏极端与低压端的间距，减小了引脚之间的漏电，因此电源能在较恶劣的环境下使用。C1为直流高压的高频退耦电容，当U1与待机电源距离很近时可省去C1。线路检测电路R1用于设定欠压值UUV。取R1=3.9MΩ时，UUV=IUV·R1=50μA×3.9MΩ=UI>195V DC时，才重新接通电源。

反馈绕组电压经过VD4和C6整流滤波后产生15V的反馈电压，一方面作为+15V输出（未与初级隔离），另一方面还经过光敏三极管给TOP232Y的控制端提供偏压。R4，R6和R7均为取样电阻，用来检测3.3V和5V输出电压的变化量。R2是LED的限TL431C提供偏流。C8为软启动电容，能消除刚接通电源时产生的电压过冲现象。空载时利用TOP232Y跳过周期的特性，可以满足PC机待机电源低功耗的指标。

功率MOSFET具有导通电阻低、负载电流大的优点，因而非常适合用作开关电源（switch-mode power supplies，SMPS）的整流组件，不过，在选用MOSFET时有一些注意事项。

　　功率MOSFET和双极型晶体管不同，它的栅极电容比较大，在导通之前要先对该电容充电，当电容电压超过阈值电压（VGS-TH）时MOSFET才开始导通。因此，栅极驱动器的负载能力必须足够大，以保证在系统要求的时间内完成对等效栅极电容（CEI）的充电。

　　在计算栅极驱动电流时，最常犯的一个错误就是将MOSFET的输入电容（CISS）和CEI混为一谈，于是会使用下面这个公式去计算峰值栅极电流。

　　I = C(dv/dt)

　　实际上，CEI的值比CISS高很多，必须要根据MOSFET生产商提供的栅极电荷（QG）指标计算。

　　QG是MOSFET栅极电容的一部分，计算公式如下：

　　QG = QGS + QGD + QOD

　　其中：

　　QG--总的栅极电荷

　　QGS--栅极-源极电荷

　　QGD--栅极-漏极电荷（Miller）

　　QOD--Miller电容充满后的过充电荷

　　典型的MOSFET曲线如图1所示，很多MOSFET厂商都提供这种曲线。可以看到，为了保证MOSFET导通，用来对CGS充电的VGS要比额定值高一些，而且CGS也要比VTH高。栅极电荷除以VGS等于CEI，栅极电荷除以导通时间等于所需的驱动电流（在规定的时间内导通）。

　　用公式表示如下：

　　QG = (CEI)(VGS)

　　IG = QG/t导通

　　其中：

　　● QG 总栅极电荷，定义同上。

　　● CEI 等效栅极电容

　　● VGS 删-源极间电压

　　● IG 使MOSFET在规定时间内导通所需栅极驱动电流

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